home *** CD-ROM | disk | FTP | other *** search
/ Shareware Overload Trio 2 / Shareware Overload Trio Volume 2 (Chestnut CD-ROM).ISO / dir24 / tn-x1jr2.zip / TN-X1J2.ZIP / SMETER.TXT < prev    next >
Text File  |  1994-03-12  |  9KB  |  174 lines
  1.         Signal Strength Meter for TheNet X-1J Release 2
  2.  
  3.  
  4. This  file  contains  a description  of  the  S-meter  extensions 
  5. necessary for TheNet X- 1J to display received signal strength.
  6.  
  7. The  software  assumes  that there is  a  signal  strength  meter 
  8. available  that produces a voltage proportional to the  logarithm 
  9. of  the  input  signal  strength. If  there  is  no  such  output 
  10. available  from the receiver, it is often possible to add such  a 
  11. function to it.
  12.  
  13. If there is such a meter output, the ADC expects an input voltage 
  14. in  the range 0 to 3V. It is not necessary for the voltage to  be 
  15. referenced to zero for no signal, as the software can  compensate 
  16. for this. It must not exceed the ADC reference voltage ( 3V ).
  17.  
  18. If  there  is no such meter output, then one may  be  created  by 
  19. adding  a  second  IF to the receiver. If a device  such  as  the 
  20. MC3356  or MC3362 is used, it has a logarithmic  Received  Signal 
  21. Strength  Indicator ( RSSI ) output of surprising  accuracy.  The 
  22. first  prototype I built had a deviation from linearity  of  less 
  23. than  1dB  over the main part of its range, with a  kink  at  low 
  24. signal  levels and compression at the high end. If you can  print 
  25. out  the  Word for Windows version of this file, a graph  of  the 
  26. calibration data is appended to the file. If not, the raw data is 
  27. contained  in  the file 'smeter.csv' in  comma  separated  spread 
  28. sheet  format.  The  next one built had 2  dB  variation  in  its 
  29. linearity over the operating range.
  30.  
  31. The  prototype  circuit  is contained in  the  Word  for  Windows 
  32. version  of  this file. It consists of an FET input buffer  (  so 
  33. that  the receiver is not unduly loaded ) followed by a low  pass 
  34. filter.  The filter has a cut-off of 1 MHz. This is connected  to 
  35. the  IF  input of the receiver chip, and the output of  the  RSSI 
  36. taken from pin 14.
  37.  
  38. The circuit is also shown in the file 'smeter.ljt'. This is an HP 
  39. PCL  printout file. Copy it ( a binary file with the '/B'  switch 
  40. if using DOS COPY ) to an HP Laserjet or compatible printer.
  41.  
  42. You must consider the circuit as a design idea that will need  to 
  43. be  modified for your radio. My prototype was fitted to  the  455 
  44. KHz IF signal from the second conversion mixer, and the low  pass 
  45. was needed as there was a significant component of the 10.245 MHz 
  46. second  conversion oscillator in the signal. The IF strip of  the 
  47. MC3356  will operate from 200 KHz to 50 MHz, so without  the  low 
  48. pass it can be driven by a 10.7 or 21.4 MHz IF. What is important 
  49. is that the signal is taken after the main receiver  selectivity, 
  50. usually its crystal filter, and before any limiting IF  amplifier 
  51. stages. It is also important that the signal levels are  correct, 
  52. so  that  a signal that is just detectable on the  receiver  just 
  53. starts to increase the DC output of the RSSI. It may be necessary 
  54. to  adjust the signal level, for example by adding  an  amplifier 
  55. stage before the MC3356 input.
  56.  
  57. Note  that there are many devices with RSSI outputs - use any  of 
  58. them  that are handy but remember you need one with  an  accurate 
  59. and  large range. The operational range of the MC3356 is  between 
  60. 50  and 60 dB, and I am told that more modern cellular radio  IFs 
  61. have up to 90 dB range !.
  62.  
  63. To  calibrate the meter, you need a known signal, for  example  a 
  64. signal generator of known output, and a switched attenuator  with 
  65. at  least  5dB  steps and preferably 2 dB  steps.  Connect  a  DC 
  66. voltmeter  to  the output of the MC3356, and connect  the  signal 
  67. generator to the receiver input operating frequency ( 144.625 for 
  68. the  prototype  )  via  the  attenuator.  The  signal  should  be 
  69. increased in 2 dB steps and the voltage noted for each step.  The 
  70. results  need  to  be  plotted as a  graph.  In  calibrating  the 
  71. prototype,  slight  errors were noted in the calibration  of  the 
  72. switched  attenuator.  These need to be subtracted out  from  the 
  73. data.
  74.  
  75. On  the graph, draw a straight line through the curve as a  'best 
  76. fit' ignoring the end of range effects of noise floor, hysteresis 
  77. or overload. Where the line crosses the noise floor, note the  DC 
  78. voltage  and dBm level at this point. Calculate the slope of  the 
  79. curve in units of dB per volt. You should then have the following 
  80. data items :
  81.  
  82.         * The noise floor DC reading
  83.         * The slope of the best fit calibration curve
  84.         * The dBm point that corresponds to the crossover of  the 
  85.           noise floor and the best fit calibration line.
  86.         
  87. The dB multiplier is calculated as :
  88.         
  89.              dB_multiplier = X . Vref / V
  90.         
  91. where  X dB change in input caused V volts DC change (  i.e.  the 
  92. slope of the best fit line from the graph ), and Vref is the  ADC 
  93. reference voltage.
  94.  
  95. The data are input as follows :
  96.         
  97. The signal strength meter noise floor is entered as an integer in 
  98. the  range  0 to 255 ( hopefully a small number about  50  ish  ) 
  99. calculated  from the DC noise floor reading from the graph ( V  ) 
  100. and the ADC reference voltage ( Vref ) as
  101.  
  102.              256 * V / Vref
  103.         
  104. The dBm meter display format multiplier is entered as  calculated 
  105. above from the graph. In my prototype, 54 dB change caused 2V  DC 
  106. change  in output with a 3V reference voltage, so the  multiplier 
  107. was 81.
  108.  
  109. The   dBm   noise  floor  is  entered  at  a   positive   integer 
  110. corresponding  to the complement of the dBm zero point  from  the 
  111. graph. For example, 0.65 V DC was the noise floor reading for  my 
  112. prototype and the calibration line crossed this noise floor level 
  113. at  a dBm reading of -113 dBm. The dBm noise floor is entered  at 
  114. 113 ( i.e. drop the '-' ).
  115.  
  116. The  S  meter multiplier is set by trial and error  depending  on 
  117. your   perception   of   what  constitutes  an   S9   signal   !. 
  118. Alternatively,  it  is set to the dB_multiplier  divided  by  the 
  119. number of dB per S point, so in the previous example, if you want 
  120. 4  dB  per  S point, set it to 20. Note that  there  are  several 
  121. 'standards'  for the number of dB per S point,  all  vociferously 
  122. defended and justified. It is better to use the dBm scale.
  123.  
  124. The  output of the RSSI needs to be connected to the ADC  in  the 
  125. TNC. The easiest way to do this is to use the squelch line in the 
  126. standard  TNC2  5  pin DIN connector ( pin 5 ).  This  signal  is 
  127. frequently unused in nodes. The RSSI output is connected to pin 5 
  128. in the radio, and in the TNC the signal is disconnected from  the 
  129. squelch circuits and connected instead to channel 2 of the ADC  ( 
  130. one  of the unused pads on the ADC ). In TNCs such as  the  BSX2, 
  131. the squelch signal is connected into the TNC circuits via a diode 
  132. that forms a logical AND gate with the modem DCD. The easiest way 
  133. to  disconnect  pin 5 from these circuits is to lift one  end  of 
  134. that diode.
  135.  
  136. The lead from radio to TNC must be reasonably short as the output 
  137. impedance  of the RSSI is not low. If problems are found, an  op-
  138. amp buffer may need to be added to give a low impedance drive.
  139.  
  140. When  exploring  the innards of radios looking for  suitable  tap 
  141. point, a degree of care and ingenuity will be needed. Finding one 
  142. with about the right signal level, prior to a limiter, after  the 
  143. main  bandpass  filter  and without undue loading  on  the  radio 
  144. circuits is not always easy.
  145.  
  146.  
  147.      << The plot of the calibration data is only in the word  for 
  148.      wondows file. See the file smeter.csv for the raw data >>
  149.  
  150.         
  151.         
  152.                   Example Node heard list showing dBm format
  153.         
  154.         IPNET:G8KBB-5} 
  155.         Callsign    Pkts   Port  Time      Dev.   dBm   Type
  156.         G8KBB-2     1129   1     0:0:0                  Node TCP/IP
  157.         FELIX       869    0     0:0:6     5.7    -79  
  158.         G0JVU-2     4285   0     0:0:40    5.9    -78   Node TCP/IP
  159.         G7MNS       368    0     0:1:17    4.1    -89  
  160.         G8STW-5     6227   0     0:4:54    5.0    -102  TCP/IP
  161.         G1YRE       61     0     0:5:27    6.2    -82  
  162.         GB7MXM      326    0     0:7:6     5.8    -78  
  163.         FB1ICL      1      0     0:13:40   6.9    -104 
  164.         G0TMH-5     1      0     0:13:57   6.1    -107  TCP/IP
  165.         G0OEY-5     2288   0     0:14:10   6.1    -93   Node TCP/IP
  166.         G1DVU-5     1      0     0:18:39   7.6    -107  TCP/IP
  167.         G8HUE       90     0     0:21:50   5.5    -92  
  168.         G7BKO       1      0     2:0:14    7.0    -96  
  169.         G4ZEK-14    13     0     3:39:22   5.7    -79  
  170.         G0NJA       29     0     4:8:54    6.6    -91  
  171.         G7JVE-5     259    0     5:23:33   4.3    -105  TCP/IP
  172.         G8INE       5      0     8:11:28   6.3    -112 
  173.         G4IZC-5     69     0     8:26:29   6.8    -112  TCP/IP
  174.